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单相光伏并网发电系统中DCDC变换器的设计与优化_图文


洳≯j、
硕士学位论文



浙江大学硕士学位论文

摘要

摘要
在能源枯竭与环境污染日益严重的今天,太阳能作为清洁的可再生能源,日 益受到国际社会的广泛关注。近几十年来,太阳能光伏发电技术得到了前所未有 的发展,已经成为当今利用太阳能最主要的方式之一。 本文主要研究可调度式光伏并网发电系统,由于可调度式光伏并网发电系统 中有一个能量储存的环节,所以整个系统存在多个直流电压变换的场合。 本文详细研究了可调度式光伏并网发电系统中各个不同直流电压变换场合
的特点,并对其进行了设计与优化,主要内容如下:

(1)设计了前级Boost升压电路。讨论了适用于此场合的DC/DC变换器的 特点,并且研究了后级逆变器引入的100Hz低频纹波问题,采用平均电流模式 控制,减小了后级逆变器引入的低频纹波对整个系统的影响。 (2)设计了48V-400V的放电电路。在分析普通Boost变换器在高电压增益 场合的缺点的基础上,采用了高增益耦合电感Boost变换电路。介绍了耦合电感 在不隔离型变换器中的物理意义,采用一种在输出侧增加等效电压源的方法,拓
展了不隔离型变换器的升压增益。 (3)设计了400V-48V 540W半桥充电器。分析了可调度式光伏并网发电系

统中蓄电池类型的选择,并结合光伏发电系统的应用特点,对蓄电池的几种充电
方式进行了讨论,最后给出了恒流转恒压的两阶段铅酸蓄电池充电器的详细设计 过程。

关键词:光伏并网系统,Boost,耦合电感,高增益,半桥

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Abslract

Abstract
h1 the face of
resources

exhaustion of today,solar energy attracts more and more

attention of the international world船a clean and renewable energy Fcsource.In
recent

years,the grid-connected photovoltaic system has been developed dramatically
one

and it has become This thesis Because of the it

ofthe main methods in solar energy utilization.

mainly researches regulative photovoltaic grid—connected system.

energy

storage link in

regulative

photovoltaic鲥d-connected

system,

needs some

DC/DC converters to meet the

different
as

voltage convert situations.

The main contents ofthis thesis are

listed

follows:

(1)In the basic procedures

analysis of DC/DC converters
are

suited

for this situation,the design

of cDInmon Boost converter

given in this thesis.The 100 Hz low

frequency ripple
current mode

caused

by the single phase inverter is is

analyzed and the caused

average

conb'ol method

used

to minimize the effect

by the 100 Hz low

frequency ripple.

(2)Based

on

the analysis of the shortage of the豳舀e—phase Boost converter in
describes


lligh step-up applications.this thesis

type of Boost


converter

using
an

coupled

inductor to

extend the Source in

voltage gain.And also

method of adding

Equivalent DC Voltage

the output side of non?isolation

converters

which

can extend

the

step—up

voltage gain is

proposed and

in this thesis.

(3)The
photovoltaic

different types of battery

charging methods

suited in

regulative design

grid-connected system 540W constant

are

introduced

in this thesis.The

detailed
ale

procedures
finally.

of

current

and constant

voltage charger

presented

Keywords:Grid-connected Step?UP,HalfBridge

Photovoltaic

System,Boost,Coupled Inductor,Hi【gll



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第1章绪论

第1章绪论
1.1光伏发电的背景与意义
随着全球经济的迅速发展,在有限资源和环境保护严格要求的双重制约下发 展经济已成为全世界的热点问题,而能源问题则尤为突出,尤其是清洁的可再生 能源的应用和发展越来越受到全世界各国的关注。 近几十年来,太阳能光伏发电技术得到了前所未有的发展,太阳能光伏并网 发电技术已经成为当今利用太阳能的最主要的方式之一。太阳能作为一种取之不 尽、用之不竭的清洁能源,在全球环境污染和能源危机日益严重的今天,研究光 伏并网发电技术对缓解能源危机、保护生态环境和保证经济的可持续发展具有深 远而重大的理论和现实意义【”。

1.1.1开发太阳能的紧迫性‘21
随着社会的不断发展,人类的社会经济文化活动都需要大量的能源。回顾100
年间能源工业的发展历史,可以清楚的看到,整个能源工业的消耗主要是石油、

煤炭、天然气等不可再生能源为主。煤和石油作为能源的载体,极大的解放了生 产力,推动了全世界工业化的进程。 但是这些不可再生能源的利用必然存在一些问题:
1)不可再生能源的利用方式必然会引起严重的环境污染问题,每年有数十 万吨二氧化硫和二氧化碳等有害物质排向空间,使大气环境遭到严重污染,直接

影响居民的身体健康和生活质量。同时由于排放大量温室气体而产生的温室效 应,已引起全球气候恶化,在过去的lOO年中,全球的平均气温上升了O.3~O.6
℃,全球海平面平均上升了lO~25em。尽管“京都议定书”规定了工业化国家

温室气体的排放量的指标,我国不在其中,但2012年以后就很难预料了。目前 我国能源消费以煤炭为主,二氧化硫的排放量占全世界的15.1%,为世界第一;
二氧化碳的排放量占全世界的13.6%,居美国之后,为世界第二。改变这一严峻 的现实,己成为刻不容缓的大事13】。

2)不可再生能源的储量是有限的,从长远来看,全球已探明的石油储量只

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第l章绪论

能用到2020年,天然气也只能延续到2040年左右,即使储量丰富的煤炭资源也
只能维持二三百年。随着世界能源消费量的不断增长,不可再生能生能源已经逐

渐呈现出枯竭之势。因此,如不尽快设法解决不可再生能源的替代能源问题,人 类迟早将面临巨大的危机局面。

1.1.2太阳能是不可再生能源的主要替代能源
可再生能源是21世纪能源发展的新方向,包括太阳能发电、风力发电、太
阳能热利用、地热能以及包括燃料电池在内的一系列制氢和氢能利用技术【2翔, 开发可再生能源有利于改善环境质量,减少温室效应现象。

在这些可再生能源中,太阳能发电具有充分的清洁性、绝对的安全性、资源 的相对广泛性和充足性、长寿性和免维护性等其它常规能源所不具备的优点。
研究和实践表明【4】,直接由太阳辐射到地球上的能量非常丰富,分布广泛,

可以再生,而且不污染环境,每40秒钟就有相当于210亿桶石油的能量,相当 于全球一天所消耗的能源,所以太阳能是国际社会公认的不可再生能源的理想替 代源。根据国际权威机构的预测,到21世纪60年代,即2060年,全球直接利
用太阳能的比例将会发展到世界能源构成的13~15%之间,而整个可再生能源

在能源结构中的比例将大于50%,如表1.1所示【5Jo

表1.1可再生能源和太阳能在未来能源结构中的比椤|I(%) 时 日本 预测
Shell

段 可再生能源 太阳能 可再生能源 太阳能 可再生能源 太阳能

2010 20.2

2020 23.5

2030 33.6 1.9

2040 42.7 7.9 43.3 8.4 43 8.2

2050 53.4 13.5 54.6 14.9 54 14.2

22.2

20.9

32.3 2.6

预测 平 均

21.2

22.2

33.O 2.3

从表¨我们可以很明显的看到,太阳能将是未来不可再生能源的主要替代
能源之一。



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第l章绪论

1.2光伏发电的发展和现状
太阳能是资源最为丰富的可再生能源之一,具有独特的优势和巨大的开发利 用潜力。按能量转换的方式,太阳能利用主要在以下三个领域上进行:光热转换 领域(太阳能热水器、太阳灶、太阳房、海水蒸馏器、太阳能热力发电等)、光
电转换领域(太阳能光伏发电系统)和光化学转换领域(太阳能制氢等)。其中 光伏发电是太阳能利用的主要形式【6】。

自从1839年法国物理学家贝克勒耳首次发现酸性溶液中贵金属的光电效应 以来,太阳能的利用便成为人们广泛关注的课题。1954年美国贝尔实验室两位 研究人员恰宾和皮尔松,首次研制成功实用的光电转换效率为6%的单晶硅太阳 能电池,人类从此进入了将太阳能直接转换为电能的光伏发电历程17]181。
110|

1.2.1国外光伏发电的发展及现状‘9I

由于早期光伏电池价格昂贵且光电转换效率低,因此光伏电池的应用主要局
限于科学研究及航空、军事等特殊领域。

从70年代开始,各国政府都投入了很大的力量来支持太阳电池的发展。美
国于1973年首先制定了光伏发展计划,明确了近、中、远期的发展战略目标。

自80年代以来,其它发达国家,如德国、英国、法国、意大利、西班牙、 瑞士、芬兰等,也纷纷制定了光伏发展计划,并投入了大量资金进行技术开发和
加速工业化进程。

80年代末至今,西方发达国家开始从能源和环境的可持续发展角度出发,纷 纷制定政策,支持和鼓励光伏并网发电。 日本政府在1974年石油危机期间制定了“阳光计划”,作为延续,1993年又 确定了“新阳光计划”,在“新阳光计划”成功的基础上,2001年制定了。先进
光伏发电计划PPo PV制造业被日本工业界视为关键工业,他们提出日本不应向中

国和亚洲其它国家转移。 德国政府自1999年开始执行“10万屋顶光伏计划”,同年出台了新的可再生 能源法,该法律同一系列补贴政策一起大大推动了德国“10万屋顶光伏计划”
的执行和光伏产业的发展。2004年德国太阳能新装容量的设备己居世界首位,

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第1章绪论

该年度德国太阳能产业总产值达20亿欧元,比2003年提高了60%。

美国1997年提出了“百万屋顶光伏计划”,以促进户用PV联网系统的发展;
联邦政府和许多州政府通过减免税收等措施来促进PV联网系统的发展。然而,

由于美国政治形势(如退出京都议定书等)的变化使得政府对百万屋顶计划缺乏 专门的预算支持,故该计划对美国PV产业发展的推动作用不如日本显著。美国
也失去了保持多年的PV市场领先地位而落后于日本和欧洲。

2005年全球安装太阳能电池组件1460MW,比前一年增长了34%。德国安
装837MW,比前一年增长了53%,占世界安装量的57%;日本安装292MW,

比前一年增长了14%,占世界安装量的20%;美国安装102MW,占世界安装量
的7%;欧洲其它地区安装88MW,占世界安装量的6%;世界其它地区安装量

146MW,占世界安装量的10%。其具体的情况如图1—1所示【11】。
世界各地光伏安装量及其所占比例

装机总量1460姗

图卜1 2005年世界各地光伏安装量及其所占比例

1.2.2我国光伏发电的发展及现状
我国是世界上太阳能资源丰富的国家之一,国土面积上每年接受的太阳能能

量约为5.6×1022焦耳,相当于1.9X1012吨标准煤【3】;全国2/3以上地区年日照
数都大于2000小时,尤其是西藏地区,年太阳最高辐射量居世界第二,仅次于 撒哈拉大沙漠,具有利用太阳能资源的良好条件。

从1958年开始,我国开始研究太阳能电池。1971年,首次将光伏电池成功 应用于太阳红2号卫星。1973年,开始太阳电池地面应用。从上世界70年代初



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第1章绪论

到80年代末,由于成本太高,太阳电池的地面应用非常有限。90年代以后,随
着成本的降低,太阳电池向工业领域和农村电气化应用方向发展,市场稳步扩大, 国家和地方政府开始制定光伏发展计划。2002年,国家发改委启动了“送电到

乡’硕目,使得中国的光伏市场迅速的发展起来,总装机容量从2001年的23500kW
迅速增长到2002年的45000kW,至2003年达到55000kW。2003~2005年,受德

国巨大的市场需求影响,国内光伏企业产能迅速扩展,产量迅速增长,其具体如 表1.2所示【"。
表1.2中国历年太阳电池产量及安装量


1976 1986 1988 1990 2000 2002 2003 2004 2005

年产量(kw)
O.5 80.O 350.0 500 2800 15300 8000 36000 150000

组件价格(元/w)
400

安装总量(kW)
0.5 280 730 1780 19000 45000 55000 65000 70000

40~45 35~45 38~40 35~45

30~35 25~30
28~32

32~40

尽管我国正在成为国际太阳能光伏产业的重要制造商之一,但80%左右的硅 棒主要向日本及欧洲出口,国内光伏产业技术应用仍很缓慢,主要原因在于硅片
切割能力还很小。目前,我国太阳能级的硅片的年切割能力仅为40兆瓦左右; 多晶硅原料的提炼在我国尚属空白,供应仍有很大缺口;国内电池的生产成本比

国外同类产品高30%左右。这些因素,成为制约国内光伏产业发展的瓶颈。 针对中国可再生能源的现状,2005年2月28日十届全国人大常委会第十四 次会议表决通过了《可再生能源法》,此法规于2006年1月1日起正式实施。此 项法规为新能源技术发电在我国的发展提供了强有力的政策支持,是其今后得以
正常发展的有利保障.该法规明确了各类可再生能源开发利用主体的权利和义

务,确立了可再生能源发展的目标和规划的法律地位,规定了可再生能源并网发

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第1章绪论

电审批和全额收购制度、可再生能源上网电价和费用分摊制度,可再生能源专项

资金和税收、信贷鼓励等政策。此项法规的出台,明确了可再生能源在国民经济
发展中的重要地位和发展方向,对可再生能源的发展,包括光伏发电的发展都具 有巨大的推动作用和极其深远的意义‘”。

1.3光伏发电技术概述
1.3.1独立式光伏发电系统0121
不与电网相连的光伏发电系统称为独立式光伏发电系统。由于独立式光伏发
电系统中太阳能是唯一的能量来源,为了保证系统的正常工作,系统中必定存在 一个储能环节来储存和调节整个系统能量。

图l-2独立式交直流混合光伏发电系统

如图1.2为独立式交直流混合光伏发电系统的结构示意图。当白天太阳光照 充足的时候,蓄电池将负载不需要的能量储存起来,当夜晚或白天太阳光照不足
的时候,光伏阵列不能够为负载提供足够的能量,可以通过储能环节向负载提供

能量以保证电能的稳定。图中控制器环节是光伏发电系统的核心部件之一,其包
括光伏阵列输出电压和输出电流的检测、蓄电池的充电管理和放电管理、系统设 备的保护、故障诊断定位和运行状态指示等。 由于整个系统中加入了蓄电池环节,所以独立式光伏发电系统可以有效的调 节能量,但是系统的成本增加,可靠性略微降低。



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第1章绪论

1.3.2光伏并网发电系统
光伏并网发电系统是指将光伏阵列输出的直流电转化为与电网电压同幅值、 同频率、同相位的交流电,并实现与电网相连的系统。光伏并网发电系统按照是

否具有储能环节还可以分为可调度式(图1-3)和不可调度式(图1-4)两种类
型【13】。

图1-3可调度式光伏并网发电系统结构示意图

图1_4不可调度式光伏并网发电系统结构示意图

从图1—3和图14的结构示意图可以看出,光伏并网发电系统基本可以由以
下几部分构成:

(1)光伏阵列电池 光伏电池是组成太阳能光伏发电系统的最小单位,单个光伏电池的功率较 小,为了满足不同等级的负载需求,可以将光伏电池串、并联后统一封装构成光 伏模块,这是目前光伏器件主要存在的应用方式。因为大功率的光伏模块安装、
维护方便,因此在光伏发电系统中200W以上的光伏模块更受欢迎。如果光伏发

电系统中所需功率超过光伏模块功率,则需要根据光伏发电系统的功率要求,将

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第1章绪论

相同规格的光伏模块串联起来构成光伏阵列,为系统提供更高的输出功率和输出
电压。 (2)前级升压电路 一般而言,光伏阵列的输出电压都比较低,需要通过一级DC/DC升压电路

将较低的光伏阵列输出电压提升到后级逆变器需要的400V直流母线标准。同时, 由于光伏阵列输出特性的特殊性,其输出功率为日照强度和模块稳定的非线性函
数,存在着最大功率点跟踪的问题。如果不在整个系统中加入最大功率点跟踪控

制,就很难较好的发挥光伏模块的转换效率。目前国内外对最大功率点跟踪控制 技术的研究主要有两个方面,一是设计于前级DC/DC升压电路,二是设计于后
级并网逆变器。 (3)储能系统

储能系统环节只存在于可调度式光伏并网发电系统类型中。如图1.3所示, 储能环节由储能设备(一般由蓄电池代替)、充电电路、放电电路3部分组成。
光伏发电系统只有在白天有光照的时候才能发电,所以在白天光照充足的时

候,可以将多余的太阳能通过一级充电电路存储于储能环节。当白天光照不足或 夜晚没有光照时,再通过一级放电电路将储能环节的化学能转化为电能对后级并 网逆变器提供能量。 本文所讨论的主要是可调度式光伏并网发电系统。 (4)逆变器及其控制系统 由于光伏阵列的输出电压是直流电压,但是包括电网在内的许多用电场合都 需要交流电,所以后级逆变器是光伏并网发电系统中很重要的一个环节。逆变器 控制系统涉及整个系统的MPPT控制,孤岛检测、并网控制等关键问题。 1.3.2.1可调度式和不可调度式并网发电系统的特点…I”I
本文主要研究的是可调度式并网发电系统,它的结构示意图如图1.3所示。

如图1—3所示,可调度式光伏发电并网系统由光伏阵列、直流升压电路、储 能系统、逆变器、本地交流负载、主配电开关和交流电网组成。可调度式并网发
电系统具备储能环节,因此兼有不问断电源和有源滤波器的功能,有利于电网调

峰。与不可调度式光伏发电系统相比它具有以下的优点:
(1)系统除了可以向本地负载或电网提供能量外,还可以在光伏器件能量

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第1章绪论

不足时作为不问断电源使用。

(2)随着可调度式系统装机容量的不断扩大,它还可以根据电网允许情况 控制整个光伏系统的输出功率,起到一定电网调峰的作用。 (3)可调度式系统还可作为有源功率调节器用于提高电网终端的电能质量。 (4)蓄电池可以给逆变器提供平稳的直流母线电压,减小光伏阵列因天气
变化对整个系统运行的干扰。

可调度式光伏并网系统在功能上虽然优于不可调度式光伏并网系统,但由于 增加了一级能量储存的环节,也带来了一些问题。其主要问题如下: (1)作为储能环节的蓄电池组,其使用寿命一般较短,而且价格昂贵,相 对于不可调度式光伏并网发电系统,整个系统的维护工作也大大增加。
(2)蓄电池组环节体积和重量相对较大,整个系统复杂程度也大大增加。

(3)相对于不可调度式光伏并网发电系统,其集成度降低,安装和调试相
对复杂,可靠性也较低。

1.4本文所做工作
本文具体研究与设计的是lkW可调度式光伏并网发电系统,其具体的结构
示意图如图1-5所示。

165V一215V

图l-5

lkW可调度式光伏并网发电系统结构示意图

实验中采用的光伏阵列单板电压为16.5v~21.5v,10块IOOW的光伏阵列 电池通过串联组成165V~215V的电压输出,通过一级升压电路将较低的光伏阵



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第l章绪论

列输出电压提高到适合逆变器需要的400V左右的母线电压,然后通过一级 DC/AC全桥逆变器进行并网,向电网供电,为了有效的调节能量,通过一级
DC/DC充电电路对48V蓄电池组进行充电,在需要的时候,蓄电池组通过一级 DC/DC放电电路对后级逆变器并网系统提供能量。

因此可调度式光伏并网发电系统中,存在多个不同电压等级之间变换的场 合,需设计多个DC/DC变换电路来满足不同电压的变换和功率的传输。本文主 要要求完成lkW光伏并网发电系统中各个DC/DC变换器的设计,并针对各个不 同电压等级、不同功率等级的变换场所,在详细研究各种不同DC/DC变换器在 不同场合的特点的基础上,对各个变换器的拓扑和控制策略进行优化设计,具体
任务如下: 1.前级DC/DC升压电路设计

在分析讨论适用此场合的DC/DC变换器的基础上,详细设计前级升压电路, 讨论与后级单相逆变器级联产生的100Hz低频纹波问题,采用平均电流模式控
制,减小逆变器级联引入的低频纹波对整个系统的影响。 2.蓄电池放电电路设计

由于蓄电池的输出电压较低,必须经过升压才能满足后级逆变器的要求。在 这种高电压增益场合,普通单相Boost变换器不能满足其要求。本文在分析普通 单相Boost变换器在高增益变换场合的不足的基础上,对高电压增益变换场合的 拓扑进行优化选择,采用耦合电感实现了高增益变换,提高了变换器的稳定性和
效率。 3.蓄电池充电电路设计

蓄电池充电器的前级接在400V直流母线,在分析适用此场合的不同DC/DC 变换器的特点的基础上,完成一个540W的恒流恒压两阶段半桥蓄电池充电器。 本实验中,可调度式光伏并网发电系统的后级逆变器采用瞬时电流模式控 制,故最大功率点跟踪环节置于后级并网逆变器控制。后级逆变器并网设计、 MPPT控制、孤岛检测等问题由他人合作完成,本文并不涉及其设计与讨论。

10

浙江大学硕上学位论文

第2章光伏系统中前级升压电路设计

第2章光伏系统中前级升压电路设计
实验中采用的光伏阵列电池单个功率为IOOW,开路电压16.5v~21.5V。为 了满足整个系统的功率等级要求,将10节光伏电池串联作为前级输入电压。所
以需要通过一级升压电路将较低的光伏阵列输出电压提高到并网逆变器需要的 400V直流母线电压。 前级升压电路具体指标如下: 光伏阵列输入电压:%=165V~215V;

标准直流母线电压:p0=400V;

输出功率:‰=lkg/。
2.1拓扑选择 2.1.1普通单相Boost变换器
普通单相Boost变换器结构如图2.1所示。由于其结构简单,控制和驱动电 路易于设计,整个变换器存在的能量损耗环节较少,所以广泛应用于功率等级不 是很高的升压变换场合。

Vom

vi。

图2-1单相]Boost变换器

当应用场合的功率等级升高或电压增益要求较高时,其主要有以下缺点:

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第2章光伏系统中前级升压电路设计

(1)主开关管研和输出二极管仉都工作于硬开关模式,输出二极管DD存在
严重的反向恢复损耗问题,引起EMI干扰。

(2)当变换器的功率等级增加时,输入电流纹波将进一步增大,开关损耗也随 之增加,从而影响整个变换器的效率。

2.1.2交错并联Boost变换电路
随着普通Boost电路功率等级的增加,输入电流的等级也成倍增加。由于开

关器件存在导通电阻如rD彬,所以整个系统的导通损耗将大大增加。同时,随
着输入电压纹波和电流纹波的增大,开关器件工作于更恶劣的条件下,开关损耗 也急剧增加。

文献[14】【15】【16]分析与研究了交错并联技术下Boost变换器的输入电流特 性,验证了Boost电路通过交错并联可减小输入电流纹波,降低开关损耗和导通 损耗,从而提高整个变换器的效率。 2.1.2.1普通交错并联Boost变换电路 普通交错并联Boost变换电路如图2.2所示,将主开关管岛、&的导通时间 相互错开,每个Boost电路分别工作于电流断续模式,但是输入电流为两个交错
之路电流之和,其电流仍旧是连续的。

D01

图2-2普通交错并联Boost变换电路

由于每个Boost电路工作于DCM模式,所以主开关管昂、岛都实现了零电 流开通,降低了输入电流的纹波。其缺点是主开关管都工作于硬开关模式,开关
损耗较大。

12

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第2章光伏系统中前级升压电路设计

2.1.2.2耦合电感交错并联Boost变换电路
尽管普通交错并联Boost电路有很多的优点,但是其主开关还是工作于硬开

关模式,输出二极管的反向恢复损耗也较严重。由于普通交错并联Boost变换电
路中存在两个电感,可以利用耦合电感原理将其耦合,利用耦合电感的漏感可以 解决输出二极管的反向恢复问题。

图2-3耦合电感交错并联Boost变换电路 文献【16】详细分析了耦合电感交错并联Boost变换电路的特点和工作原理, 其电路结构示意图如图2.3所示。

2.1.2.3耦合电感交错并联软开关Boost变换电路
当整个系统的功率要求进一步增加的时候,为了提高系统效率,文献【17】提

出了一种带耦合电感交错并联Boost变换电路,它将适用于10kW功率等级以上
的应用场合。其结构示意图如图2-4所示。

图2—4耦合电感交错并联软开关Boost变换电路

晰江大学硕士学位论文

第2章光伏系统中前级升压电路设计

在图2.3耦合电感交错并联Boost变换电路的基础上,加入两组简单的辅助有

源网络,可以使开关管实现零电流开通和零电压关断。辅助开关管也可以实现零
电压关断。利用耦合电感的漏感,可以控制输出二极管的电流下降斜率,消除了

其反向恢复损耗。由于整个变换器没有加入额外的电感元件,整个软开关辅助单 元也得以简化。而且每个Boost电路均工作在DCM状态,这样无论负载多大,
主开关管均为零电流开通,无二极管反向恢复损耗的影响,整个软开关的负载范 围很宽【17】。

2.1.3拓扑比较
由以上分析,在输入电压为165V-215V,输出电压为400V的应用场合,一 般当整个系统功率等级小于2kW时,整个变换器的输入电流纹波不是很大,由 于整个变换器存在的损耗单元较少,其整机效率可以做的较高,而且相对于交错 并联Boost变换器,其控制策略简单,易于设计与控制建模,所以在这种功率等
级不是很高的变换场合,可以选择一级普通单相Boost变换电路。

表2-1拓扑比较表格 复杂 功率等级 小 拓扑选择 程度 普通单相Boost变换电路 耦合电感交错并联Boost


软开关 简单 否

复杂 变换电路 耦合电感交错并联软开关

ZCS

ZCS

大 Boost变换电路

很复杂
ZVT

14

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第2章光伏系统中前级升压电路设计

2.2

Boost主电路设计
Boost主电路示意图如图2.5所示,具体参数设计如下:





D2


阿哥三zBR制
=cl

I l l 。I吐R 2 ——讥V—_J个“≮
I I



图2-5舶mt主电路

1)开关频率Z=100kHz 开关电源的工作频率的选择要考虑到电路的体积、效率、功率、开关器件等 诸多方面的要求。为了提高开关电源的功率密度,电路工作的开关频率必然要求 高频化,而工作频率的提高又必然导致效率的降低,电路中的寄生参数的影响也
会变的更加显著。综合考虑开关频率选择为lOOkHz。

2)输入滤波电感设计【18】


假定电路效率叩=90%,最大输入功率圪=生=1.1kW

输入电流峰值为:。=瓦惫高=6.7一
选择电感电流纹波:△,=0.21@--I.34A

确定电感量:三=—V.(mi—n)-D≈7001.tH
f..扯

3)MOSFET选择

开关管关断时最大电压吃(max)=K=4001/,最大电流‘。=,。。=6.7A,

可以选用IRFP460,最大正向耐压500V,电流20A,导通电阻也(on)=0.27Q。
由于MOSFET具有正的温度系数,可以并联使用。考虑到开关管温度升高

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第2章光伏系统中前级升压电路设计

时,其最大正向电流将大大减小,所以实际中选择两个1RFP460并联,可以进
一步减小导通损耗,提高变换器效率。 4)驱动电路设计

由于开关管选用两个IRFP460并联,开关频率选择为100kHz,所以整个驱 动电路的驱动能力要求较高,需选择专门的驱动芯片以提高其驱动能力。在实验 中采用了MIC4452驱动芯片。

MIC4452驱动芯片最大可以提供J刎(峰值)的驱动电流,可以非常容易而
且高效的应用于多个MOSFET并联的驱动能力要求较高的应用场合。 MIC4452内部结构框图如图2-6所示,其内置为正向驱动,而MIC4451则内 置为反向驱动。其典型接法如图2.7所示。

图2-6

MIC4452内部结构图




图2-7 MIC4452典型接法

16

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第2章光伏系统中前级升压电路设计

图2.8是经过MIC4452驱动之后的开关管波形。

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图2-8 MIC4452输出驱动波形

5)主开关管箝位电路设计
由于线路中漏感的存在,主开关管Q关断时,漏感和主开关管的结电容会在 开关管上引起很高的电压尖峰,恶劣情况下会击穿开关管,我们需要对其专门设 计吸收电路。

实验中采用的RCD箝位式吸收电路结构如图2—5主电路中所示。箝位电容 。电压近似可以认为是输出电压,当开关管关断电压超过箝位电容电压时,筘

位二极管功开始导通,开关管电压被筘位至箝位电容电压,利用箝位电容电压
的不可突变性可以有效的抑制其电压尖峰;同时箝位电容c,通过吸收电阻R,对 输出放电,漏感能量有一部分转移至副边,所以整个吸收电路的能量较其他吸收
电路损耗较小。

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图2-9开关管驱动波形和关断电压波形
17

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第2章光伏系统中前级升压电路设计

实验中实际吸收电路中箝位二极管B选用MUR860,筘位电容 cl=2.2uF/1000V,吸收电阻局=30x"2/2W。图2-9给出了系统满载工作时主开
关管的驱动波形和关断电压波形。 6)输出二极管的选择

二极管关断时承受最大电压:VAmax)=圪=400V;

承受最大电流:L(ma)【)=L(1+O.2)=8A。
实验中留取足够裕量,选择HFA25TB60,其最大正向电流I一=25A,最大

反向耐压‰=600V,反向恢复时间23nS。
7)采样电路设计
控制策略采用平均值电流模式控制,所以需要采样电感电流作为控制信号。

实验中采用了南京中旭电子公司生产的安装式多量程霍尔电流传感器
HNC025A。其测量量程由输入、输出的引脚的不同接法决定。

实验中选用初级J刎,次级输出24mA的接法,电流采样比为1/500,即将I、
“2、3脚相连作为初级电流的输入,内部将4、5、8、9,10脚相连,6、7脚相连

作为初级的电流输出端,采样电阻选择足=50fl。电流霍尔管脚示意图如图2—10 所示。

图2.10电流霍尔管脚示意图

8)控制芯片设计 由于基于平均值电流模式的驱动单管的IC芯片很少,可以在SG3525基础上 进行扩展设计。

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第2章光伏系统中前级升压电路设计

SG3525可以输出具有死区时间可调的、两路互补的PWM波形,通过将两路 PWM方波输出进行或运算。如图2.1l所示,通过二极管D402和D40,实现逻辑或

功能,只要OUTA和OUTB一路输出为高,输出信号DRIVE即为高。电阻R埘 保证输出信号的逻辑不处于悬空状态,当DRIVE输出驱动信号由高变低时,后
级驱动芯片MIC4452对R4ss放电,所以R钉J不能设计的很大,否则放电时间太

长导致驱动信号下降沿将很慢,影响电路的正常工作。实验调试中选择 R”=lkQ。



图2.11

SG3525连接图

Boost主电路开关频率Z=100kHz,由于SG3525驱动信号进行了或运算, 频率翻倍,所以SG3525的频率只需设置为50kHz。
由SG3525的Datasheet可以查得工作频率计算公式为:

-,Ⅲ2—Cr-(0.7.R—r+3Ro)




实验中选择R钉口=13k12,C伽=lnF,死区电阻R,30=43012,死区时间,雌, 所以限定Boost变换器最大占空比£I呱=0.9。其最大驱动信号示意图如图2-8
所示。

电压环和电流环采用外接运放TL082搭建,不采用¥G3525内部运放,其内
部运放接为电压跟随器模式。

19

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第2章光伏系统中前级升压电路设计

2.3单相逆变器对前级Boost变换器的影响
当光伏阵列、Boost升压电路和单相并网逆变器组成光伏并网系统时,由于
逆变器输出为50Hz正弦波电压,所以从后级逆变器输出侧会引入一个100Hz的

低频电流纹波,它可能会导致增加额外的系统功率容量,影响整个系统的最大功 率点跟踪,增大开关管的电流纹波,情况恶劣条件下更可能缩短光伏阵列的寿命,
所以必须对前级Boost DC,DC升压电路进行优化设计以减小后级逆变器引入的 100Hz低频纹波对整个系统造成的影响。

从图2.12可以看出,逆变器正常工作时,会在输出端产生一个50Hz的低频 电流,折算至逆变器输入侧变为100Hz低频电流信号。当前级Boost升压电路对
于这个低频纹波的抑制措施设计的不合理时,很显然,这个100Hz低频纹波会

穿过Boost变换器而进入光伏阵列,从而会产生上述的一系列问题。

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图2-12 100Hz低频纹波产生示意图

由于前级Boost变换器本身存在输出阻抗,其输出阻抗不可能为无穷小,所 以可以简单的将前级Boost变换器看成一个带有内阻的电压源,而逆变器则可以 看成一个周期性的交流负载。由戴维南等效原理,我们可以将两个系统理解为如
图2—13所示。

由于其输出阻抗zD不为零,所以输出电压和输出电流与其带的负载如有关, 输出阻抗越大,负载电流“耐越大,其输出电压纹波和输出电流纹波也越大。一

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第2章光伏系统中前级升压电路设计

般整个系统采用闭环控制以后,其闭环输出阻抗zo』。将大大减小,使整个系统
具有一定的带载能力。 Zo
cIoae

Vo V

图2.13两级变换器戴维南等效图

2.4

Boost输出直流母线电容影响

与三相逆变器不同,Boost变换器与后级单相并网逆变器之间需要一个能量

解耦环节,即后级的直流母线电容。当光照恒定时,光伏阵列的输出功率可以近 似认为是直流,为了能够将光伏阵列产生的直流功率转换为并网发电需要的交流 波动功率,两级变换之间需要一个能量解耦环节。可以在Boost变换器后级增加 一个较大的储能装置,一般用容值较大的储能电解电容实现其能量的解耦。 假设Boost变换器输出的100Hz电压纹波为p乞,单相逆变器的平均输入功 率为Po=1,7,输入交流功率只=Flcos2wt,则可以计算输出电压纹波‘19Ⅱ20]:

%=亡铮2—警=2彩‰V/%sin20n(2a,
由2.1式可以近似计算直流母线电容值为:

‰2丽rZo

(2?2)

所以增加Boost后级输出侧的滤波电容(包括逆变器的前级直流母线电容) 可以减小输出电压的纹波和电流的纹波。如果输出滤波电容取的过小,输出电流 的脉动很大一部分能量将由母线电容提供,导致其输出电压纹波也进一步增大。 但是输出滤波电容的增加大大提高了系统的体积和成本,当电容增大至一定值
时,其效果将非常有限,而且整个系统的动态响应将变得非常缓慢。图2.14、图

2.15、图2—16分别给出了平均值电流模式控制下不同的输出电容输入电感电流
和输出电压纹波的仿真波形。

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第2章光伏系统中前级升压电路设计



:输入电感电流纹波

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图2-14输出滤波电容1000uF

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输入电感电流纹波

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图2.15输出滤波电容3000uF

输入电感电流纹波

圈2.16输出滤波电容5000uF

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第2章光伏系统中前级升压电路设计

从图2一14输出滤波电容1000uF和图2.15输出滤波电容3000uF对应的输出 电压纹波和输入电感电流纹波可以看出,当输出电容较小时,增大输出滤波电容 对低频纹波的抑制效果非常明显,可以有效的减小输出电压纹波,从而也可以减

小输入电流的纹波。
但是当输出滤波电容增加到一定值时,再不断增加,其效果将不是非常明显。 将图2.15输出滤波电容3000uF和图2—16输出滤波电容5000uF对应的输出电压

纹波和输入电流纹波可以看出,其对低频纹波的抑制效果已经非常有限,所以可
以从控制策略上出发来进行优化。

2.5平均电流模式补偿网络设计
由2.4节分析可以知道,由于后级单相逆变器的影响,考虑到系统成本,不

能无限增加解耦电容,所以可以从控制策略上来进行优化设计。 为了控制输入电流的低频纹波,单电压环不能满足其对输入电流的控制要 求。平均电流模式控制方式在电压环内部加入了电流内环,通过合理的设计补偿 网络,可以有效跟踪控制电感电流【21】,减小后级逆变器对整个系统的影响。 平均电流模式控制框图如图2.17所示,电流内环位于电压外环内部。


ZD




图2-17平均电流模式控制框图

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图2.17中每个框图的传递函数分别为:



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(2.3)

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(2.4)







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(2.7) 毕“’

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其中:

输入电压:%=165~215V
滤波电感:
£=7009H

电路工作占空比:D=1-D

负载电阻:见=160f≥

输出滤波电容:C=4000/.zF(包括逆变器直流母线电容)

输出滤波电容寄生电阻:R=O.1Q

PWM增益:Go。=o.25

采样电压反馈系数:岛=等-o。125

电流采样系数:巧_01

对应于图2-17,令‘=吼足矿%%钆。,王=G0巧GoGo。?

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2.5.1电流内环设计
对于平均值电流控制方式,如图2一18所示的单零点一双极点PI补偿网络足
以满足系统的设计要求。

C2 图2.18

H补偿网络

PI补偿网络传递函数:

郇、:生璧: 置’(cl+c2)sl+.见.羔d蔓 刚回2詈茬2


瓦石1西jI+孤S-R2-CIS


、’

cl+c2

引入电流内环的目的是为了增加系统的稳定性和带宽,所以电流内环相对于 电压外环要求响应速度快。但是Boost类变换器中存在一个右半平面零点,不得
不采用牺牲变换器的带宽来满足系统的稳定性要求,为了抑制100Hz低频纹波,

也要求电流环带宽不能设计的很高,所以在实际设计中,折衷考虑设计电流内环
带宽为4kHz。

实验中,设计置=20女Q,恐=36≈Q,cI=lOnF,c2=220pF,

正2丽1=442舷,fpl=0胁,‘z 2志22毗a

蜊悯她㈣=等拦1+--
图2-19为补偿网络的幅频特性,图2-21为补偿网络的相频特性。

㈨∞

由图2-17平均电流模式控制框图可以推得电流内环开环传递函数为:

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G锄(s)=巧‘吼(s)‘‰。‘‰(s)
电流内环闭环传递函数为:

(2.11)

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(2.12)



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图2—19补偿网络幅频特性

图2—20电流内环传递函数幅频特性

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Ⅱ曲

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10,

图2-21补偿网络相频特性

图2—22电流内环传递函数相频特性

图2—20为平均电流模式电流内环开环传递函数幅频特性,图2.22为电流内 环开环传递函数相频特性。

由图2.20电流内环传递函数幅频特性和图2,22相频特性图可以看出,电流
内环剪切频率为4kHz,相位裕度73度。

2.5.2电压外环设计
在电流内环闭环的基础上,可以对电压外环进行设计。和电流环补偿网络一 样,一个图2.18所示的PI补偿网络足以满足电压外环的补偿特性设计要求。
由于加入了电流内环,整个系统的低频增益大大增加,整个系统带宽也随之

变宽,但是整个系统带宽的变宽必然会导致整个系统对低频纹波抑制能力的降

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第2章光伏系统中前级升压电路设计

低。在实际设计中,电压环剪切频率与电流环剪切频率相比至少需相差5倍以上 122】,综合考虑设计电压环剪切频率为600Hz。 电压外环设计的基本原则:

(1)设置第一个极点正。于零点以消除系统的静态误差。 (2)设置第二个极点于1/5左右开关频率处以消除高频噪声。 (3)为了抑制lOOHz低频纹波,整个系统的带宽不可能很高,所以设置第一
个零点低于整个系统谐振频率点以阻尼其谐振。 (4)通过设置合理的增益获得期望的系统剪切频率。

基于以上原则,设计电压环补偿网络参数,选择Z=—27r』R2一G

210恐,

厶划肌‘z2芴矗qo眦?
可以计算得补偿网络参数置=47后Q,足=51kf),cl=470nF,c2=lOOpF。
式2.13为电压环补偿网络传递函数:

%c回=警釜
由图2-17双环框图可以推得电压环补偿后的开环传递函数为:



图2-23为电压环补偿网络幅频特性,图2-25电压环补偿网络相频特性。

15:,。(s)=K0‘13:m。(s)’150,(s)’IZd(s)

(2.14)

图2-24为电压环开环传递函数幅频特性,图2-26为电压环开环传递函数相

频特性。由图2-24和图2-26可得,电压环剪切频率为600Hz,相位裕度60度。 由图2-17可以推导得平均电流模式下输入电感电流对输出电流传递函数为:

钆J耻竺:竺竺:竺篓! G一一(垆——可而币两—=坐竺
互(s)=G0(s)’x0。150,(J)。150,(s)

(2J5) 亿均

正(s)=l≈(s)’K矿‘I:‘一。(s)‘G0,(s)?G0,(s)(2?16)
(2.17)

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第2章光伏系统中前级升压电路设计



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1.103

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图2-23电压环补偿网络幅频特性

图2.24电压外环开环传递函数幅频特性

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图.2-25电压环补偿网络相频特性

图2-26电压外环开环传递函数相频特性

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第2章光伏系统中前级升压电路设计

器级联引入的低频纹波对整个系统的影响。

2.6仿真与实验结果
基于上述理论分析,用Saber软件对Boost升压电路和后级单相逆变器级联 系统进行了仿真验证。



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图2-28平均电流模式控制Boost输入电感电流纹波和输出电压纹波仿真波形

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图Z-29逆变器输出电流、输出电压、输入电流仿真波形

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第2章光伏系统中前级升压电路设计

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图2-30逆变器负载Boost输入电流实验波形

图2-31逆变器负载Boost输出电压纹波实验波形

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图2-32阻性负载Boost输入电感电流实验波形

图2-33阻性负载Boost输入电感电流展开波形

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图2-34后级逆变器输出电压和输出电流实验波形

图2.28为平均电流模式逆变器负载下Boost变换器的输入电感电流的Saber 仿真波形,图2.29为后级逆变器的输出电流、输出电压和输入电流的Saber仿 真波形。图2.30是平均电流模式逆变器负载下Boost变换器的输入电感电流的 实验波形。图2.3l是平均值电流模式控制逆变器负载下Boost变换器的输出电 压纹波实验波形,图2—32和图2—33为阻性负载下Boost输入电感电流的实验波
30

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第2章光伏系统中前级升压电路设计

形。图2.34为后级开环逆变器的输出电压和输出电流实验波形。

由仿真和实验波形可以看出,平均电流模式控制逆变器负载下Boost变换器 的输入电感电流纹波存在一个100I-Iz的低频纹波,如图2.30所示,其输入电感 电流纹波峰峰值为2.4A,而由图2.33可以看出阻性负载下Boost变换器的输入
电感电流只有开关频率的纹波,其峰峰值为1.SA,相比较可以看见采用平均值 电流模式控制可以减小输出低频纹波对输入的干扰。由图2.31可以看出,由于 后级单相逆变器的影响,Boost变换器的100Hz输出电压纹波峰峰值为8V。

2.5本章小结
本章详细介绍了光伏并网发电系统中前级Boost升压电路的设计过程。在设 计主电路的基础上,讨论了后级单相逆变器与前级Boost变换器级联引起的 100Hz低频纹波问题,分析了Boost后级直流电容对其的影响。通过Saber仿真 和实验验证,证明采用平均电流模式控制可以减小后级单相逆变器引入的100Hz
低频纹波对整个系统的影响。

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第3章光伏系统中放电电路设计

第3章光伏系统中放电电路设计
可调度式光伏并网发电系统由于存在蓄电池储能环节,当白天光照不足或夜
晚没有光照时,可以通过一级DC/DC放电电路将蓄电池化学能转化为电能对后 级并网逆变器提供能量。

如图3-1所示,一般而言,为了降低整个系统成本,蓄电池的输出电压都比 较低,而后级逆变器的输入直流母线电压基本为工业母线标准400V,所以存在 着一个高电压增益变换的问题。为了提高整个系统的效率和稳定性,DC/DC放
电电路必须具有高增益、高效率的特点。

图3-1放电电路应用场合

放电电路具体技术指标如下: 输入电压:%=48V;

输出电压:‰=400V;
输出功率:P州=lkW; 所以在这种高电压增益的变换场合,一般需要采用具有变压器或具有变压器 效应的DC/DC变换器拓扑来提高它的电压增益从而满足整个系统的效率和稳定
性要求。

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第3章光伏系统中放电电路设计

3.1高增益DC/DC变换器拓扑
3.1.1全桥变换器
全桥变换器原边开关管的电压应力低,变压器的磁芯利用率高,输出电压为 Vo=2NDV。,所以利用变压器的升压可以达到高电压增益要求。但是由于两组开 关管(Q1,Q3)与(02,Q4)导通时间或者导通压降不会完全相等,所以叠加在变压 器原边的电压不是一个纯粹的交流电压,而是含有直流分量。由于高频变压器的 原边绕组很小,直流分量的长期作用会导致磁芯直流磁化直至饱和。为了解决变 压器在上述情况下的偏磁问题,在移相全桥电路中一般采用图3.2所示结构,其
在变压器输入端加了一个隔直电容c,。而且利用漏感和开关管的结电容的谐振,

移相全桥电路易于实现零电压开关‘矧。



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图3-2移相全桥变换器结构图

但是全桥电路相当于两个开关管串联运行,在输入电压比较低,输入电流比 较大的场合下,其损耗较大,效率较低,而且存在占空比损失的问题;全桥电路 存在着上下桥臂直通的可能性,整个电路的可靠性不高;移相控制其控制策略复 杂,功率开关数量较多,在高电压增益场合,随着变压器匝比的提高,由漏感和
输出二极管结电容引起的振荡愈加严重,对输出整流二极管的要求提高。

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第3章光伏系统中放电电路设计

3.1.2推挽变换器
推挽变换器结构框图如图3.3所示。推挽变换器的电路结构简单,其输出 电压为2NDV,,,也可以利用变换器的升压达到高电压增益要求,而且相对全 桥变换器来说,推挽变换器容易驱动,不需要驱动电路隔离。但是由于推挽变 换器对其变压器绕制的对称性、功率开关管参数和驱动脉冲宽度的一致性要求 较高,和全桥变换器一样也会引起变压器的磁偏,且变压器原边中心抽头,变
压器的设计比较复杂。同时由于变压器漏感的存在,开关管关断瞬间会在其上 引起很高的电压尖峰,需要增加额外的吸收电路,这些都限制了推挽电路的实 际应用。


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图3-3推挽变换罂结构框图

3.1.3半桥变换器
半桥变换器的结构示意图如图3_4所示,其结构简单,开关管的电压应力等 于输入电压,输出电压为Vo=ND、‘。,可以满足高电压增益场合。但是由于前级 两个电容的分压,输入电压的利用率和全桥变换器相比较低,在蓄电池放电电路 这种低电压输入高电压输出的高电压增益场合,必要要求升高变压器的匝比,对 变压器的设计提出了比较高的要求,而且由于其输入电压利用率比较低,限制了 变换器的输出功率,要提高变换器的功率等级,必须增加开关管的电流应力。 虽然半桥变换器由于前级输入电容的存在,通过白和。电容中点电压的浮 动,可以使半桥变换器具有一定的自动抗偏磁能力。但是如果工作条件恶劣下, 与全桥变换器拓扑一样,其还是会产生变压器的偏磁问题Ⅲ】。

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第3章光伏系统中放电屯路设计

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图3—4半桥变换器结构框图

3.1.4

Boost类升压变换器

由于普通单相Boost变换器其电路简单,实现方便,广泛应用于升压比不是
很高的各种场合,其变换器结构如图3.5所示。



图3-5普通单相Boost变换器结构图

普通单相Boost变换器虽然简单,但是不适用于高电压增益变换场合。其主
要限制如下:


1)开关管工作于硬开关模式,电压应力较高,一般而言,高耐压开关管具有较 高的导通电阻,因此,开关损耗和导通损耗都较大。 2)理想模式下,Boost变换器的电压增益只由占空比决定,在高增益应用场合, 占空比接近1,导致输入和输出电流纹波很大,进一步增加了开关损耗。 3)输出二极管电压应力较高,导致反向恢复损耗较大,而且会引起较严重的EMI
干扰。

文献[25][261提出了利用耦合电感绕组的变压器效应来提高变换器的电压增 益,其结构示意图如图3-6所示。

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第3章光伏系统中放电电路设计



图3-6无源箝位高增益Boost变换器 图3-6所示的无源箝位高增益Boost变换器由于引入了耦合电感,其输出电

压为掣婴圪,大大拓展了输出电压的增益。在此基础上,由于耦合电感的引
1一/J

入,减小了开关管的电压应力,利用耦合电感的漏感,限制了输出二极管关断时 的电流下降斜率,从而可以抑制输出二级管的反向恢复损耗,而且,通过无源箝 位电路,耦合电感的漏感能量能够无损的转移至输出负载侧,因此提高了变换器
的效率。

由于耦合电感漏感的存在,该变换器在主开关管研导通的时候,耦合电感漏 感与输出二极管D。的结电容会产生谐振,导致其输出二极管的电压应力增高。 整个电路的具体工作原理在下一节详细分析。
由于文献【25】[26]提出的高增益Boost变换器的输出二极管电压应力过高,文

献[27】提出了其改进型拓扑,其结构示意图如图3.7所示。

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D1



些。譬一1
图3-7改进型高增益Boost变换器





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改进型高增益Boost变换器的输出电压为!I生-兰D圪,电压增益比文献【25】【26】
提出的变换器高,而且通过无源无损箝位技术,使得主开关的电压应力为Ⅳg+o
2,

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第3章光伏系统中放电电路设计

与输入电压无关,通过设计耦合电感匝比Ⅳ可以进一步降低主开关电压应力,
提高变换器的效率。由于耦合电感漏感的影响,箝位二极管和输出二极管的关断 电流的下降率可以得到控制,消除了反向恢复损耗。

其主要缺点是:变换器增加额外器件数量较文献[25儿26】提出的变换器多,整
个变换器设计流程较复杂。

3.1.5各种适用拓扑比较
通过3.1.4节对各种适用于低压到高压场合的变换器拓扑的分析可以对它们

进行比较,为了便于比较各个变换器的特点,假设输入电压都为圪,输出电压

都为‰,变压器或耦合电感副边与原边匝比Ⅳ=M/M。
表3一l给出了各种使用拓扑的比较,由表3.1可知,全桥、推挽、半桥等带 变压器的隔离型升压拓扑其开关管数量较多,拓扑结构和变压器的设计也相对较

复杂,而且都存在偏磁问题。耦合电感类Boost变换器拓扑由于引入了耦合电感 绕组,相对普通Boost变换器,减小了主开关的电压应力,提高了变换器的电压
增益,相对于隔离型升压拓扑,其耦合电感的设计简单很多,而改进型耦合电感

Boost变换器比普通耦合电感Boost变换器较复杂,在实验中采用了文献[25][261 提出的无源箝位高增益耦合电感Boost变换器。
表3-1各种适用拓扑比较表

电压增益 数量 全桥 推挽 半桥 耦合电感

开关管

主开关管 电压应力

变压器设 计复杂度 复杂 复杂 复杂 有 有 有 大 大 大 偏磁问题 体积

2ND圪 2ND% ND%



圪 2?圪 圪 %
l—D





—ND—+I矿
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Boost变换器
改进型耦合 电感Boost 变换器



简单





竺坚矿
1一D’“




Ⅳ+2

简单





37

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第3章光伏系统中放电电路设计

3.2等效电压源法在Boost变换器中的应用
耦合电感常用来拓展变换器的电压增益,降低开关管的电压应力和减小输 入、输出的电流纹波[28-33】。本文在此基础上,通过串入等效电压源的概念,从数 学模型上解释了耦合电感在高增益变换场合中的应用。 普通单相Boost变换器的结构框图如图3-5所示,在开关管墨导通时,电感

两端的充电电压为%,开关管墨关断时,电感两端的放电电压为‰一%,由电

感的伏秒平衡可以得到输出电压的增益表达式为等=r≥?主开关管s和输出
二级管见的电压应力都等于输出电压y0,其电压应力较高。 对普通单相Boost变换器研究可以发现,主开关管S关断时电感的放电电压 过高影响了变换器电压增益的提升,并且使开关管S在关断时必须承受较大电 压,从而影响了整个变换器的性能,因此可以通过降低电感放电电压的方法来弥 补普通单相Boost变换器增益不高和开关管电压应力过高的缺点。 在普通单相Boost变换器输出侧串入等效电压源E,其结构如图3-8所示。

Vo

图3-8

Boost变换器后级增加等效电压源示意图

由图3-8可以推导得,变换器的输出电压增益为:

型:上

1一D

(3.1)

‰=击%+E

(3.2)

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主开关管墨的电压应力为: %=p0一E
(3.3)

由上述分析可知,等效电压源E的引入,可以拓展变换器的电压增益,减小

输入、输出电流纹波,同时减小开关管电压应力,因此可以选用耐压低、导通电
阻小的开关管来降低整个变换器的导通损耗。

由电路原理可知,耦合电感的理想电路模型与变压器模型完全一致,耦合电
感的副边具有电压源特性,可以满足本文中副边等效电压源应用场合的要求。因

此可以采用一个耦合电感绕组和二级管串联代替等效电压源E,其结构如图3-9
所示。



图3-9无源箝位耦合电感Boost变换墨结构示意图

假定耦合电感的耦合系数为1,没有漏感,并设定耦合电感副边厶与原边厶
的匝比为Ⅳ。

开关管墨导通时,厶两端的充电电压为%,开关管墨关断时,厶两端的放

电电压为与再孚,与普通单相Boost变换器相比,充电电压相同,放电电压减
小,根据电感伏秒平衡可以推导得变换器的电压增益为:

等=等1






(34)
、 7

由3.4式输出电压增益表达式可以看出,由于耦合电感的变压器效应,整个

变换器的电压增益得N-r较大的拓展,主开关管西的电压应力也相应减小,既
减d,-J"开关损耗,也降低了导通损耗。同时由于耦合电感漏感的存在,也限制了

输出二极管关断时的电流下降斜率,从而减小了输出二极管的反向恢复损耗,提 高了变换器的效率。

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3.3电路工作原理与特点
3.3.1工作原理‘蚓
夏抉器的主电路拓扑结构如图3-9所不,把祸合电感等效为一个理想的变压

器模型,假设耦合电感匝数比为每2Ⅳ,励磁电感为。,漏感为厶a整个变换
器工作过程具体可以分为6个阶段:

(1)【州小to时刻,主开关管墨导通,输出二级管见反向截止,输入电压%对
励磁电感k和漏感丘充电,励磁电流和漏感电流线性上升,其电流值为:

啪)=L(f0)+矗。
结电容电压线性上升,其电压值为:

(3.5)

(2)[t,-tz]:“时刻,主开关管S关断,励磁电流对开关管的结电容cJ进行充电。

嗽)=等。

(3.6)

(3)【f柏】:如时刻,结电容e电压被充至筘位电容cc电压圪,筘位二极管见
开始导通,励磁电流开始对箝位电容cc充电,主开关管墨电压被筘位于吃。由 于箝位电容cc相对于结电容cJ大很多,所以筘位电容cc电压值为:

圪(f)=%(f2)+等.f

(3.7)

(4)【fr伽:妇时刻,筘位电容电压吃充电至一定电压时,输出二极管见开始 正向导通,漏感‘开始和箝位电容e进行谐振,漏感厶上能量开始向筘位电容 e转移。

啪)=L心)一÷。
40



(3.8)

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(5)【加呜】:“时刻,漏感电流么谐振到零,励磁电流折算至副边,筘位电容cc

以号的电流对负载放电,筘位电容e上能量开始向负载转移。

图3-lO箝位电容充电平衡示意图 假设励磁电感很大,忽略励磁电流纹波,由图3-10箝位电容充电平衡示意图

可以推导得f,嘞阶段箝位二极管反导通的时间:

扣乞=血专盟量N
‰2高(1一D)z
,v

(3.9) (3?10)

(6)【州D】:岛时刻,开关管毋开始导通,副边折算至原边的电压兰{当和输
入电压%相加对漏感进行充电,所以漏感电流从零开始上升,当漏感电流k上 升至励磁电流,。时,输出二极管Do反向截止。电路进入下一个工作循环周期。
此时刻漏感电流值大小为:

也。,:—v孑4

Vo-V∞.t 也(f)=——_-生一?

(3.11) (,m,

图3-17给出了电路各个工作模态下的各个关键点的波形,由于f』—匕工作模

态和沪b工作模态的实际工作时间很短,为了清除表达各个工作模态的波形,
在图3—17中放大了显示两个阶段的工作状态时间。

41

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第3章光伏系统中放电电路设计

图3-11

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图3-12

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图3-13

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图3-15旷缸

图3-16

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图3-17电路各个工作状态波形图
43

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第3章光伏系统中放电电路设计

3.3.2电路特点讨论
(1)变换器电压增益

由于耦合电感等效变压器的作用,在普通单相Boost变换器的基础上加入耦

合电感,变换器的电压增益扩展为等=型1兰D生,因此,通过设计合理的耦合电
。。。





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感匝比,可以使整个变换器的电压增益得到较大拓展,使其可以适用于低电压输 入高电压输出的高电压增益场合。

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图3--18电压增益、匝比、占空比之间的关系图

图3-18给出了变换器的电压增益、匝比、占空比之间的关系曲线图,由图可 以看出,随着变换器匝比Ⅳ的提高,变换器的电压增益可以显著提高,可以选
择合适的匝比Ⅳ来设计到达需要的电压增益和占空比D。 (2)开关管电压应力

通过前面的理论分析可知,开关管的电压应力为面旁并,相对于普通单相
Boost变换器p乙的关断电压应力而言,其电压应力大大减小,因此在这种场合,
可以选用导通阻抗更小的低耐压开关管来减小导通损耗。 图3.19给出了主开关管电压应力、匝比、占空比三者之间的关系曲线图。由

图3-19可以看出,随着耦合电感匝比Ⅳ的提高,主开关管的电压应力显著下降,

塑垩盔兰堡主兰垡垦壅———————————————兰三兰2丝墅墼塑型哇i垦!盟
在实际实验中可以选择合适的匝比.Ⅳ来减小主开关管墨的关断电压应力’优化
选择主开


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图3-19主开关管电压应力、匝比、占空比之间的关系幽

籀位二极管见的电压应力为尚,也可选用f氐压二极管来减小其损耗0

输出二极管D。的电压应力为志‰’图3珈给出了输出二极管电压应力
000

与耦合电感匝比和占空比之间的关系曲线图。由图可以看出?其电压应力较普零
单相B。。st变换器的电压应力要较高,需选用高耐压二极管,增加额外的吸收电 路.因此略微降低交换器效率。 姗 咖
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第3章光伏系统中放电电路设计

(3)漏感能量

在谚吨阶段,漏感能量通过筘位二极管存储于箝位电容e,当输出二极管Do 导通时,箝位电容cc的能量释放到输出负载,整个能量转移过程,不存在能量
损耗单元,因此可进一步提高变换器的效率。 (4)占空比损失

在妒咖阶段,主开关墨导通,副边折算至原边的电压兰南笠和输入电压%
相加对漏感进行充电,所以漏感电流从零开始上升,当漏感电流屯上升至励磁
电流J。时,输出二极管Do才反向截止,所以在这个阶段存在一个占空比损失的
问题,图3.21给出了电路占空比损失的示意图。
V∞

图3-21占空比损失示意图

厶等=毕+%

(3.12)

%吐戋_



(3.13)

假设不考虑励磁电感电流纹波,可以推导得励磁电感电流表达式为:

L=矗

(3.14)

衄k;L.P,n(1-D).r


D曙山

(3.is)

dt一碲 捌蒜6意萎黧竺竺懒蚴锹懒要可以 赫蚴孙矾酞加荆懒蚴管≤二麓篙篙鬻
放电电路具体技术指标如下:
47

一蘸蒸
现了雾篥:黧近㈣铷勰讪蝴觇实
(3.16)

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输入电压:圪=48V;

输出电压:‰=400V;
输出功率:已,=lkW; 开关频率:为了提高整个变换器的功率密度,减小耦合电感尺寸,在实验中 设定开关频率正=100kHz;
(1)耦合电感设计

由输出电压表达式等=型1-D可以看出,耦合电感匝比Ⅳ的选择直接影响
输出电压和主开关管墨的电压应力。
先设定变换器工作占空比D=0.6,可以确定耦合电感匝比N=3.9。

耦合电感的设计必须先保证电路工作于CCM模式。耦合电感磁芯选用横店 东磁集团的铁硅铝金属磁粉芯,它的饱和磁通密度可以达到10000 GJ,而且具有 很好的直流叠加性能。在实际设计中,由于耦合电感存在漏感,电路中存在占空 比损失,输出电压值与漏感也存在一定关系,一般设计耦合电感匝比选取理论设 计值偏大些。

实验中耦合电感参数:Ⅳ=簧=警;La=32.7/z日;厶=5839H;丘-1.5触
耦合系数七2i睾i=。.96?
(2)主开关管选择

耦合电感匝比确定以后,主开关管s的关断电压jND二+一I*112y,考虑开关
管开启时的振荡,留取一定余量,选取3个IRFP250N并联。IRFP250N最大耐 压200V,电流30A,导通阻抗75历Q。
(3)二极管选择

箝位二极管皿的耐压等于主开关管关断电压,所以选择MUR3040



MUR3040最大耐压400V,最大电流30A,反向恢复时间<55nS。输出二极管

48

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的反向电压面若击%z 480矿,但是在主开关管墨开通的时候,耦合电感的漏感
与输出二极管的结电容会产生振荡,在输出二极管上会产生电压尖峰,留取余量,
选择两个RHRPl5120并联。RHRPl5120最大反向耐压1200V,最大正向电流 15A,反向恢复时间<65nS。 (4)箝位电容 箝位电容的选取要保证其纹波电压不能过大,实验中选取了 C=2.2ltF/630V。 (5)输入输出电解电容

输入电解电容G=22009F/100V,输出电解电容%=940/tF/450V。
3.5电路损耗估计
对于耦合电感Boost变换器而言,其同普通Boost变换器一样主要有3个功 率元件存在较大损耗,它们分别是主开关管,输出二极管、储能耦合电感。在实
际的设计中,对变换器的损耗进行估计是十分必要的。

MOSFET其损耗主要由开通容性损耗、开通损耗、关断损耗、导通损耗4部 分组成。 表3-2开关管IRF250特性参数

MOSFET
IRFP250N


200矿

Rd如n》
o.075Q



C矗
315pF

f, 43以S


33HS

tdom
14nS

幻坳
41nS

3明

(1)开通容性损耗 由于MOSFET工艺的管芯所允许的电流密度较小,大电流器件的管芯面积较

大,因此漏源电容较大,MOSFET开通时其能量全部散耗于沟道上,形成容性开 通损耗,查表可知在关断电压126V下Co。=282pF。
容性开通损耗等于开通前漏源级电容Co存储的能量:

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B一。:丢co叼z=i1×282×10“×3×1262 x100。10,:o.67∥
(2)开通损耗

(3.17)

近似估算MOSFET的开通损耗为:

B一。:1Udlltrft=丢×126×30×43×10一×100×103:8.1矿
(3)关断损耗

(3.18)

近似估计MOSFET的关断损耗为:
Ps

off丢ud2f,正=i1

x126×37×33×10。9×100×103:7.8W

(3.19)

(4)导通损耗

3个开关管并联,考虑开关管温升,导通阻抗变大,取常温值的1.3倒翊。

Ps_amd"=,2吒(咖=(丽10丽00i)2xO.62xO.075X-3lxl.3=22.75W(3.2。)
3.5.2二极管损耗
输出二极管的损耗主要由开通损耗、导通损耗、关断损耗3部分组成。由于 耦合电感的漏感限制了输出二极管关断时的电流下降斜率,大大减小了其反向恢 复损耗,所以可以近似忽略其反向恢复损耗。由于输出二极管正向压降较小,其

开通损耗相比于导通损耗可以忽略不计。箝位二极管压只有在漏感能量向箝位
电容转移时导通,电流很小,导通时间很短,这里也暂时忽略不计。
表3_3输出二极管RHRPl5120特性参数 \DIoDE RHRPISl20
Reverse Voltage 1200y
f厅


2.6y

lF 15A

<65nS

输出二极管导通损耗为:

昂。=咋?厶=2.6x2.5=6.5W

(3.21)

3.5.3耦合电感损耗
耦合电感的损耗主要由铜损f‰和铁损斥。两部分组成。铜损由直流损耗和交
流损耗构成。实验中耦合电感采用丝包线绕制,每根导线远远小于lOOkHz下导

线的趋肤深度,所以认为直流阻抗冠出等于交流阻抗RJ361。

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第3章光伏系统中放电电路设计

(1)铜损计算

实际测量耦合电感的原边绕组直流电阻Rp=13聊Q,副边绕组直流电阻
Rs=200mQ。

所以总的铜损为:



‰=I;。Rp+t。RI

=(嘉盖)2 x0.62x0.013+‘石揣‰)2
(2)铁损计算 和磁通密度可以达到10000 GI。

x0.38x0.2=13.9W。22’

耦合电感磁芯选用横店东磁集团的铁硅铝金属磁粉芯DS571060,其最大饱

可以计算磁芯的最大工作磁通为:

B0:坚掣些风以HoZI,:
积的磁芯损耗。



IZ,lZoH

=以风—_三二竺=..16T
le耐

(3.23)

所以可以从DS571060的磁芯手册中查的对应在100kHz和O.16T下的单位体

图3—23给出了产商提供的磁芯单位体积磁芯损耗图,在O.16T下对应的单位
体积损耗只=200mW/cm3。







一^E。,≥E一”∞oJ。o骥啜糌雷

01 10 100 '000

'00∞

图3-23产商提供的磁芯单位体积损耗图

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第3章光伏系统中放电电路设计

单个DS571060磁芯具体参数为:外径01)=57.22mm;内径肋=26.4ram;
高度^盯=15.2mm,实验中采用3个并联,所以其体积为:

肛石l c孚)2-争2 I馏蝎观2"∥
可以计算得磁芯铁损为:

(s24)

‰=只?V=200x104×92.217=18.44W

(3.25)

图3—24给出了整个系统的损耗分布图,由图可以看出耦合电感损耗和开关管 导通损耗占主要部分,在满载下,整个系统效率为90.5%,如果对磁芯进行优化 设计,则可以进一步提高整个变换器的效率。


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图M4
系统损耗分布图





3.6仿真与实验波形
为了验证以上分析的正确性,利用Saber软件对变换器进行了原理性的仿真,
其仿真原理图如图3.25所示。

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图3-25

Saber仿真原理图

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图3-26主开关管Sl门极、DS电压仿真波形图3-27主开关管Sl门极、DS电压实验波形


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图3-28原边电感电流仿真波形

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图3-29原边电感电流实验波形

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第3章光伏系统中放电电路设计

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图3-30箝位二极管Dc电压仿真波形

图3-31箝位二极管D。电压实验波形




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图3-32箝位电容c。电压仿真波形

图3-33筘位电容C。电压实验波形

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图3-34输出二极管电压仿真波形

图3-35输出二极管电压实验波形

图3.2以图3.35分别为]kW下的Saber仿真和实验波形图。从图3.26和3-27 可以看出,电路的工作占空比大约为O.62,耦合电感的引入拓展了整个变换器的
电压增益,改善了变换器的工作占空比。主开关电压应力为125V,与普通Boost

变换器相比,其电压应力大大降低,因此可以选用性能更好的低压开关管来提高

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第3章光伏系统中放电电路设计

变换器效率。图3-28和图3.29分别为原边电感电流的仿真波形和实验波形。图 3-30和图3—31分别为筘位二极管的仿真和实验波形,由图可以看出,箝位二极

管取的关断电压为125V,也可以选用低压二极管。由图3.32和图3.33可以看
到,筘位电容电压为125V,实现了箝位功能,漏感能量被转移到负载端,实现
了漏感能量的无损转移。

3.7本章小结
本章详细讨论与设计了可调度式光伏并网发电系统中48V-400V的放电电
路。在分析普通Boost变换器在高电压增益场合的缺点的基础上,以文献[25][261

提出的高增益耦合电感Boost变换电路为例,介绍了耦合电感在不隔离型变换器
中的物理意义,采用一种在输出侧增加等效电压源的方法,拓展了不隔离型变换

器的升压增益。通过Saber仿真和实验证明,在普通单相Boost变换器后级增加
耦合电感绕组,可以拓展变换器的电压增益,降低主开关管的电压应力,减小输

出二极管的反向恢复损耗,减小电路的EMI干扰,适合于低压输入高压输出的
光伏发电应用场合。

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第4章光伏系统中充电电路设计

第4章

光伏系统中充电电路设计

本文研究的是可调度式光伏并网发电系统,为了有效的调节能量,在系统中 加入了蓄电池组环节。当光照充足时,利用一级DC/DC变换器将多余的能量转
化为蓄电池的化学能,最大程度利用太阳能。当太阳能能量不足时,又需要一级

DC/DC变换器把蓄电池的化学能转化为电能,对逆变器并网系统提供能量。
太阳能电池是整个系统中最昂贵的部分,它的容量选取影响着整个系统的成

本。相比较而言,蓄电池价格较为低廉,因此可以选取较大容量的蓄电池,尽可
能充分利用太阳能电池所发出的功率。

图4-1充电器应用场合

充电器技术指标如下:

输入电压:圪=350V~420V;

恒压充电电压:‰=54V;
恒流充电电流:L=10A

开关频率:Z=50kHz
输出功率:Po。,=540W。

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4.1储能蓄电池的选择0371
当今国内外在光伏系统中主要使用的蓄电池有: (1)开口铅酸蓄电池 (2)阀控铅酸蓄电池

(3)镍钙、镍氢、镉镍电池 在这三类电池中,开口铅酸蓄电池由于在其使用过程中存在易挥发、易泄漏、
比容量低等缺点,而镍钙、镍氢、镉镍电池容量虽大,但价格相对昂贵。免维护

铅酸蓄电池相对于其他类型蓄电池具有以下优点:不漏液、无酸雾、不腐蚀设备; 自放电率小;容量大,寿命长;密封性好,整个运行过程中具有免维护的特点; 不存在镍镉电池的记忆效应。所以阀控铅酸蓄电池特别适用于无人值守或缺少技 术人员的偏远地区,因而在光伏发电系统中具有很大的应用前途,而且在今后的 一段时期内将继续大量使用。 在可调度式光伏并网发电系统中,蓄电池起着至关重要的作用,它既可以作 为太阳能不足的补充,又可以作为多余太阳能的存贮环节;尤其到了夜晚,它是
负载的唯一能量来源。

在光照和温度不同的地方,在负载要求不同的地方,光伏发电系统中的蓄电 池配置的容量大小有较大的不同。对于使用VRLA蓄电池的系统来说,在系统 的初期投资中,它占到1/4~1/2,而且蓄电池作为光伏系统中最为薄弱的环 节,由于不合理的充放电方式,其寿命达不到预期使用目标而提前失效,额外增
加了整个系统的成本。

所以这些问题的解决除了对蓄电池本身进行性能提高外,整个系统能量管理 的好坏对整个系统的性能具有非常重大的影响,特别是蓄电池的充放电方式的控
制管理。 下面给出了几个影响蓄电池寿命的因素:

(1)环境温度。一般环境温度在0~40"C之间。蓄电池的环境温度过低会导致
其输出容量大大降低;高温环境虽然能使蓄电池的输出容量增加,但是加

大了它的极板的硫化,缩短了蓄电池的使用寿命。
(2)充电电压。充电电压过高使蓄电池产生过充;充电电压过低使蓄电池产生

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欠充,充电达不到蓄电池容量并结束充电过程,这样会加速蓄电池老化, 减低蓄电池的容量和寿命。

放电深度。放电深度太深,容易加快电池的老化。
充电方式的选择。

o“6

^^^

充电电流的大小。当以超出蓄电池能接受能力的电流充电时,会有大量的 气体析出,这些气体将对极板上的活性物质产生冲击,从而造成活性物质 的脱落,同时可能在蓄电池内无法实现气体的再结合,从而使蓄电池内部 压力增大,气体溢出,电解液减少,最终导致蓄电池干枯。

∞)

放电电流的大小。随着放电电流的增大,蓄电池的寿命降低,这是由于在 大的电流和高硫酸浓度下,均促使正极肋凸松散脱落。而小的放电电流 则可能会形成蓄电池电解液的酸分成。

o)

放电终止电压。蓄电池根据放电率的不同,其放电终止电压也不一样。大 电流放电时规定较低的终止电压,反之小电流放电则规定较高的终止电 压.如果采取了低于规定的终止电压,其并不能获得较大的输出容量。相 反由于蓄电池的过放电,使蓄电池中的活性物质因为膨胀产生应力,会造
成极板弯曲或活性物质脱落,从而影响其寿命。

4.2充电方式的选择‘381139l
可调度式光伏并网发电系统最大的特点就是其增加了一级蓄电池储能环节, 蓄电池的容量和寿命是其关键性的参数,充电方式的不同,对它们影响很大。 下面给出了几种常见的充电方式:
(1)恒压充电

所以蓄电池的充电电流为f:丝。


在充电过程中,加在蓄电池两端的电压恒定不变的充电方式称为恒压充电,



恒压充电方法使充电电流与电池电动势联系起来,因此,这种充电方法是有
效的,它具有以下优点:充电电流随着蓄电池电压的升高而逐渐减小,最后自动

停充,因此恒压充电操作简单;充电初期电压较低,充电电流很大,所以充电速 度很快;充电性能比较接近蓄电池充电接受特性,因此可以取得较好的充电效果。

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但是,恒压充电也有许多不足之处:充电电流不可控制,在充电初期时充电 电流非常大,而充电末期,由于电池电动势的回升使得充电电流又非常小,充电 设备容量难以充分利用;充电电压微小变动就会引起充电电流很大变化;充电后 期充电电流过小,极板深处活性物质无法充分恢复,所以不能保证蓄电池充分充
足。 (2)恒压限流充电 恒压限流充电方式是为了克服恒压充电时初始电流过大而进行改进的一种

方式。由于恒压充电开始时电流很大,温度升高过快,会对电池造成危害。为了
防止电流过大,一般在充电的过程中限制电流在一定值,这样的充电方式便称为

恒压限流充电方式。在其限流阶段,实际上是以限流值为恒值的恒流充电。 在充电的初期,利用充电电路的限流特性维持充电电流不变,随着充入电量
的增多,电池端电压不断上升,当充电电路从限流工作方式转入恒压工作方式时,

电池端电压被限制在设定的恒压充电值。此时,电池端电压被维持不变,充电电 流按指数规律变小。由于充电过程己到中后期,所以电化学极化作用已经变小, 而电池内阻也明显减小。到充电后期,电流已经明显变小,浓差极化作用变小, 而电化学极化作用影响又增加,所以电池电流继续衰减,只是速度变慢。最后, 充电至终了时,充入电池的电流大部分用于维持电池内氧循环,仅极小的电流用 于维持活性物质的恢复,因而电池电流稳定不变。 一般在蓄电池组的大电流充电之前,可以加入一个涓流充电阶段。当蓄电池 放电过深,为了使得电极化学物质可以有个逐渐恢复的过程,可以在这种状态下
以相对较小一点的电流充电,等电池端电压上升到一定数值之后,再采用大电流

的恒压限流充电方式,这种充电过程称为涓流充电过程。 当蓄电池充电电流减小到一定值时,蓄电池进入浮充阶段,通过给定一个精 确的浮充电压值可以延长蓄电池的寿命。
(5)快速充电

美国科学家马斯对蓄电池充电过程中的出气问题作了大量的试验研究工作,

提出了以最低出气率为前提的蓄电池可接受的充电电流曲线(如图铊所示)。
在充电过程中,只要充电电流不超过蓄电池可接受的电流,蓄电池内部就不会产
生大量的气泡。

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I Io



图412蓄电池可接受充电曲线

常规充电一般采用恒流恒压两阶段充电法,在充电过程初期,充电电流远远 小于蓄电池可接受的充电电流,充电过程后期,充电电流又大于蓄电池可接受电
流,如果在整个充电过程中能使实际充电电流始终等于或接近于蓄电池可接受的

充电电流,则充电速度就可大大加快,而且出气率也可控制在很低的范围内。这
就是快速充电的基本理论依据。

在可调度式光伏并网发电系统中,由于太阳能电池本身的非线性以及光强和 温度的影响,整个系统不再仅仅关心蓄电池的充电速度,其最重要的是如何控制 在充电过程中既能最大限度的利用光伏阵列输出的太阳能,又能保证蓄电池的正
常充电。

在这种场合,普通的恒压充电模式和快速充电方式不再适合,恒压限流充电 方式成为最合适的选择。由于恒流充电电流可以由外部基准给定,其吸收能量的
大小可以根据光伏阵列输出能量的多少而调整,所以其比较适合于可调度式光伏

并网发电系统,而且恒压限流充电方式对于蓄电池来说更加有利。由于蓄电池充 电电压较低,充电后期电流很小,因此,电解液中产生的气泡很少,可以降低蓄
电池的温升,避免损坏电池的极板。

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4.3主电路设计
充电器技术指标如下:

输入电压:%=350V~420V:

恒压充电电压:‰=54V;
恒流充电电流:L=10A

开关频率:Z=50克E巴
输出最大功率:eo。。=540W。 由于充电器的输入端直接挂接于400V直流母线上,而蓄电池电压是48V, 在这种场合,由于降压增益很大,普通的Buek电路正常工作时占空比将很小,
理论工作占空比在0.1以下。受电路寄生参数的影响,正常电路将无法工作,因 为实际的电路中电感与电容都存在着寄生电阻,一般的开关延时就可能导致系统

的不稳定,所以这种场合一般采用隔离型变换电路。
表4.1适用隔离型拓扑比较 输出滤波 拓扑 变压器工作象限

开关管数量
电感频率

功率等级

输出电压

半桥

一、三象限 第一象限 一、三象限



乏『;



nOV.

双管正激
全桥





低 高

nOVi.





2nDK

使用拓扑的选择,除了考虑输入和输出电压值外,我们还需要考虑整个充电
器的功率等级来选择充电器的主电路拓扑,表4-1给出了几个适用拓扑的比较。

由于整个充电器的最大充电功率发生在恒流充电转恒压充电时,所以最大功率为 540W。
基于上面的分析可知,全桥变换器相对于半桥和双管正激变换器,其开关管

数量为4个,系统相对较复杂,而双管正激适用功率等级较小,而且输出滤波电 感工作于开关频率‘,体积较全桥和半桥变换器大,所以在实验中综合考虑,充
电器主电路选择半桥拓扑结构,如图4—3所示。
61

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l<

。T乏


图4—3半桥变换器结构示意图

半桥式变换器拓扑一般用于输入电压高的应用场合中,其所需要开关管少, 变压器磁芯双向磁化,磁芯利用率高,开关管电压应力等于输入电压,因此非常 适合于高电压输入场合。

(1)工作频率Z=50kHz
开关电源的工作频率的选择要考虑到电源的体积、效率、功率、开关器件等 诸多方面的要求。本实验充电器的最大输出功率为540w,且作为一个充电器, 要求体积比较小,所以工作频率不能太低;同时工作频率太高会增加器件的开关 损耗,导致发热,因此工作频率不能无限高。根据这些要求,50kHz是个合适的 选择。同时在50kHz下,开关器件选用MOSFET比较合适。
(2)变压器匝比

为了提高变压器的利用率,减小开关管的电流,降低输出整流二极管的关断 电压,从而减小损耗和降低成本,高频变压器原副边变比要尽可能大。为了在任 意输入电压时能够输出所要求的电压,变压器的变比应按照最低输入电压来选
择。

假定电路工作的最大占空比Df。=0.85,副边输出电感上压降%=IV,输出 整流二极管上压降%=1V,则可以计算出副边电压的最小值p鲁(win)为:
(4.1)

k㈣=警=等_65.88
1,州lm町

”o

所以变压器匝比Ⅳ为:

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Ⅳ:兰业坐:350/____2:2.65
P0咖
65.88

(4.2)

在实际设计中,选择N=2.5。
(3)输出滤波电感

由于恒流充电电流L=10A,选择电感电流纹波Ⅳ=0.2/o=2A。由于充电 电压是一个变化的电压值,假设平均充电电压圪【。)=48V,所以输出滤波电感:

。=等粉20 p2


N .出..2f



@s,

在实际实验中,选择输出滤波电感值0=250uH。
(4)输出滤波电容设计‘删

由于充电器对输出电压的纹波要求较高,所以输出滤波电容大小需按其输 出电压纹波大小来设计,实验中设定输出电压纹波为lOmV。

c,2瓦再V面o(mi而n) l一霹甄I,'o(rain) 2莜西丽萨i夏而而丽 ?一卫E56忑
2|Ⅳ




56

(4.4)

2X2.5

≈10附’
但是实际上由于电容存在ESR,所以其输出电压要比理论计算值要大的很 多,所以很多时候在设计中采用的经验的方法。本实验中实际选择两个 470uF/100V的电解电容并联,并且并联了一个104的高频磁片电容。 (5)主功率开关管的选择
副边输出电流峰值:

Io(max)=Io(q)+吉A/=l lA
通过MOSFET的最大电流:

(4?5)

IAmax)=掣=4.4A

(4.6)

关断时MOSFET两端最大电压:

%(max)=%(max)=420V

(4.7)

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所以在实际实验中,选用腰公司的IRFP460,它的正向耐压是500V,导通

最大电流为20A,导通电阻屹(on)=0.27r2。
(6)输出整流二极管的选择 二极管承受最大电压为:

Va(max)=学 ̄168矿

(4.8)

流过的最大的电流L(max)=Io(max)=1IA,所以留取两倍裕量,选择 MUR3040,最大耐压400V,最大电流30A,反向恢复时间<55nS。
(7)变压器设计

采用最普遍的AP法设计高频变压器,先求出磁芯窗口4与磁芯有效截面积 4的乘积,根据这个乘积查表找出所需磁性材料。 计算变压器传输的功率:

(志+压)=1315形 耳=只㈣止+压)=540xr/ s)9.4(
U. 98

计算44值:

4训归KMPr
取0.41



l蜥O'K,.1击

(4.10)

其中:肠为窗口使用系数,表征变压器或电感器之窗口面积中铜线实际占 用得面积量。它由导线截面积、匝数、层数、绝缘漆之厚薄等决定。一般典型值

Kr:波形系数,有效值与平均值之比正弦波时为4.44,方波时为4 工:开关工作频率
B∥:工作磁通密度

l(i:电流密度比例系数,实际取值3.23A/mm2 X:常数由所用磁芯决定,实际取值O.14
由于开关频率是50kHz,选用铁氧体磁芯。Bw取0.2T,Kf取4(方波)。 所以:

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:(__旦型k)击:3cm?


AwAP-(主粤冬)击 KoK舻wKij

【4。11)

、0.4×4.O×50x103×0.2x3237

留取30%的裕量:
AwAe=3.9cm‘

(4.12)

选择EE55磁芯,4=3.5cm2,

以=3.4cm2

4=4。几=3.5x3.4=11.9cm4(4.13)
计算原边绕组匝数:

坳=鼍器A监e矧


2K,见

…4)

、‘7

取整值坼=25
副边匝数:

Ⅳ,=坠N
(8)原边隔直电容Cr的选择

225.5=10匝(4.15)

虽然半桥电路具有自动抗偏磁的能力,但是其抗偏磁能力一般比较有限,在

这种情况下,一般可以在变压器的原边加入隔直电容来就解决变压器的偏磁问
题。通常隔直电容的选择标准以其纹波电压不超过输/k Eg/玉,的5%来计算。假设

原边励磁电感很大,励磁电流纹波可以忽略。

M等
△【,=J.土.DTC ≤5%.三2吃


(4.16) (4.17)
、 ,

c2篆005慕X0 5等400兆s“尸


(4.18)




.X

为了减小电压纹波,实际实验中选择了两个2.2uF电容并联。
(9)电流采样电路设计【41】

由于充电器需要对充电电流进行控制,需要采样输出电流信号。如用采样电
阻串联在输出侧检测输出电流,采样电阻损耗较大,发热较严重。

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实验中选择用电流互感器采样电感电流。由于电感电流存在直流分量,会弓
起电流互感器磁芯的单向饱和,所以采用图4-4所示的采样方式。

图4.4电流互感器采样示意图

通过检测半桥变压器副边两个绕组的输出电流,将其电流叠加之和即是所需
要之电感电流。在图4—4中,在某个绕组无采样电流信号时,通过外加+15V电

源对互感器磁芯进行有效磁复位,保证电流互感器的正常工作。 实验中电流互感器匝比1/400,副边采样电阻51
Q。

4.4控制与保护电路设计
(1)控制芯片 由于SG3525控制芯片可以输出具有死区时间可调的、两路互补的PWM波 形,所以非常适合于驱动半桥电路。

图4-5控制部分原理图

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图4-5给出了控制部分的原理图,由于充电器的工作频率为50kHz,由SG3525 的器件手册可以查得:

厶2百两而1

(4.19)

根据4.19可以选择墨=13kf2,cr=lnF,死区电阻RD=240f2,设定的死
区时间‘=500nS。 (2)驱动电路设计

由于半桥变换器上下开关管驱动信号不共地,所以在这种场合需要选择变压
器隔离驱动。

ot.JTB

图4-6驱动电路示意图

驱动电路如图4.6所示,为了提高其驱动能力,两路输出PlJqvl各经过一级 推挽驱动,以提高其驱动能力。为了避免驱动变压器的偏磁,在驱动变压器原边 加入了隔直电容o,隔直电容c,值不能取得太小,否则容易与励磁电感产生谐 振使驱动电路失效,实验中选择o=luF。驱动变压器的原边励磁电感也不能取 的太小,否则励磁电流过大导致驱动波形过差,一般取值大于lmH,实验中驱 动变压器磁芯选择铁氧体磁环,其可以很大程度上减小驱动变压器的漏感,实际
设计中选择Ⅳt/Ⅳ,=25/25,励磁电感£m=1-8mH。

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(3)控制回路设计

由图4-5所示,为了实现充电器的两阶段充电,在电压环的基础上,控制回

路中加入了一个限流环节。当充电器开始工作时,由于电池电压较低,经过H
环之后其输出为高,二极管D7导通,所以限流环节起作用,通过设定电流环基
准来设定需要的恒定充电电流值。根据整个系统的能量控制,电流基准值可以由

整个系统的控制DSP给出,通过给定合理的恒流充电基准以保证整个系统的正
常工作。

当蓄电池电压上升至恒压充电值时,电压环输出为低,二极管研导通,电
压环起作用,限流环节被屏蔽,充电器以恒定电压对蓄电池进行充电,当充电电
流下降至一定电流时,可以选择由DSP给出浮充电压基准。 在充电器控制板上预留DSP控制接口,电压电流基准信号既可以由控制芯片 敏刀525提供,也可以由逆变器控制芯片DSP给出。 电压环补偿网络参数:

%=5.1后Q,屯=47后Q,乞=10nF,%=470pF。
电流环补偿网络参数:

R3=5.1kf2,R49=20kf2,c3=lnF,CL=220pF。
(4)保护电路设计 在整个充电器的设计中,保护电路的设计是非常重要的,下面以输入电流过

流保护电路为例,其他输出过压、输入过压、输出过流等与其保护电路一样,具
体不一一介绍。

图4_7输入过流保护电路

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由图4.7可以看到,当充电器开始工作时,电容o,上瞬时电压为零,所以 D触发器的RESET脚直接接至+15V电源,RESET脚为高电平,所以D触发器 执行清零功能,D触发器输出为零,充电器保持正常工作。充电器启动后,+15V

电源对电容cjj缓慢充电,R40上电压下降至零,D触发器RESET脚电平变低。 当输入电流采样信号超过电路设定保护值时,比较器输出电压变高,D触发器 SET脚被置1,输出信号置1,信号死锁,通过图4.8所示的或门电路封锁芯片
SG3525的软启动管脚,将软启动脚电平拉低,同时发光二极管点亮报警。

D3 OVER.Vm D4 OVEKIout D5



刀 U 刀 U
厂I
D6

嘲,Q3/侈

OVER.VⅢt

LOW.Vin


图4{或门封锁电路

。=

由图4.8所示,当充电器有一项出现故障,即对SG3525门极信号进行封锁。

4.5实验结果
实验中,采用了电阻负载模拟蓄电池。图4.9~图4-13给出了阻性负载下的
实验波形。

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图4-9门极驱动波形

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图4-10上管驱动波形和DS电压波形

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图4-11副边输出二极管电压波形












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图4-12

54V恒压充电时输出电压纹波

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图4-13

10A恒流充电时输出电压纹波

图4-9为未上主电时上下开关管的驱动信号波形,由图可以看出,死区时间 为500nS。图4-10为上管的驱动波形和开关管电压波形。图4-11为副边输出二 极管的电压波形。图4-12和图4-13分别为54V恒压充电时和10A恒流充电时

的输出电压纹波,由图可以看出,输出电压存在开关频率的纹波,其纹波值大约 为20mV,波形中存在的毛刺信号属于示波器检测干扰信号,不是实际的电压纹 波。当带蓄电池负载时,充电器的输出电压纹波值可以更小。

4.6本章小结
本章分析了可调度式光伏并网发电系统中蓄电池类型的选择,并结合光伏发

电系统的应用特点,对蓄电池的几种充电方式进行了讨论,最后给出了恒流转恒 压的两阶段铅酸蓄电池充电器的详细设计过程。

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第5章总结与展望

第5章总结与展望
5.1全文总结
随着全世界范围内太阳能光伏发电技术的迅猛发展,太阳能光伏并网发电技 术已经成为当今利用太阳能的最主要的方式之一,也是解决全世界能源危机的重
要手段之一。 本文以可调度式光伏并网发电系统为研究平台,详细研究了可调度式光伏并

网发电系统中各个DC/DC变换场合的特点,并对其应用场合适用拓扑进行了优 化选择与设计,成功应用于可调度式光伏并网发电系统样机中。本文的主要研究
工作总结如下: 1.详细设计了前级Boost升压电路。由于与后级单相逆变器的级联会在Boost

电路的输入和输出侧引入100Hz的低频纹波。在此基础上,本文详细研究了输 出直流母线电容对低频纹波的影响。由于电解电容在整个系统中占用的成本和体 积都较大,因此不能无限增加直流母线电容来解决低频纹波问题。在实验中采用 了平均电流模式控制方式,并给出了平均电流模式下补偿网络的设计方法,通过
Saber仿真和实验验证了采用平均电流模式控制可以减小后级逆变器引入的低频 纹波对整个系统的影响。

2.详细设计了48V-400V的蓄电池放电电路。在分析普通Boost变换器在高
电压增益场合缺点的基础上,采用了高增益耦合电感Boost变换电路。介绍了耦

合电感在不隔离型变换器中的物理意义,采用了一种在变换器输出侧增加等效电 压源的方法。通过Saber仿真和实验验证,在普通单相Boost变换器后级增加耦
合电感绕组,可以拓展变换器的电压增益,降低主开关管的电压应力,减小输出 二极管的反向恢复损耗,减小电路的EMI干扰,适合于低压输入高压输出的光

伏发电应用场合。
3.分析了可调度式光伏并网发电系统中蓄电池类型的选择,并结合光伏发电

系统的应用特点,对蓄电池的几种充电方式进行了讨论,最后给出了恒流转恒压 的两阶段铅酸蓄电池充电器的详细设计过程。

5.2工作的不足与展望
随着光伏并网发电系统功率等级的增加、功率密度的增强,其对系统中的

DC/DC变换器的安全性和效率要求会越来越高,所以有必要对DC/DC变换器的

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第5章总结与展望

拓扑结构、控制策略等进行优化设计。 在可调度式光伏并网发电系统中,由于光伏阵列能量来源的特殊性,其整个

系统的能量管理和分配是非常复杂的。项目后期工作重心将转移在配合光伏并网
逆变器的同学的工作,包括光伏系统的最大功率点跟踪控制、蓄电池的能量分配 和管理、逆变器并网和孤岛检测技术等其他系统级所需考虑的问题。

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参考文献

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攻读硕士学位期间的发表论文

1.孙良伟,余运江,“一种适用于光伏发电系统的高增益Boost变换器”,机电工
程,2007年4月录用

浙江大学硕士学位论文

附录

附录:
附图1 Boost主电路原理图

浙江大学硕士学位论文

附录

附图2

Boost控制电路原理图





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浙江大学硕士学位论文

附录

附图3

Boost逆变器级联仿真原理图

浙江大学硕士学位论文

附录

附图4半桥充电器主电路原理图



浙江大学硕士学位论文

附录

附图5半桥充电器控制电路原理图

浙江大学硕士学位论文

附录

附图6

放电电路主电路原理图

致谢

本论文是在我的导师邓焰副教授的悉心指导下完成的。在两年多的研究生学 习阶段,邓老师渊博的学术知识,严谨的治学态度,踏实的工作作风以及勇于创 新的科研精神都给我留下了深刻的印象,使我受益匪浅,值此机会,致以我对邓 老师最诚挚的谢意。 我还要由衷的感谢何湘宁教授两年来对我孜孜不倦的指导和关怀,感谢吴建 德老师、石健将老师、吕哓东老师平时对我工作的指导和关心。 在整个项目的过程中,我得到了李武华博士和姚刚博士的极大帮助,他们扎 实的专业知识和极强的科研能力给我留下了深刻印象。两年来,他们对我的研究 项目进行了细心的指导,对我遇到的难题都给予了详细耐心的解答,在此表示我 最衷心的感谢。 另外,本文的完成得到了博士生胡磊、谢瑞、胡敏、王小峰、王长全、刘勇、 张超、王林兵、汪东、杨波、马铭瑶、刘军,硕士生郦强、沈燕群、熊妍、何海 洋、李晓玲、简化军、陆涵、江剑、潘昕、张琪、叶智俊、叶奇峰、吕桦、余运 江、朱国忠、陈娜、陈燕、陈首先、陆熙、张宁、王子建、朱宁、李锃、赵一、 官威等师兄弟姐妹们的帮助和鼓励,在此一起表示感谢。 特别感谢我亲爱的父母和哥哥对我学业的支持,感谢我的亲人、女朋友和所 有关心我帮助我的朋友们,在此表达我最真诚、最深切的感谢1

孙良伟
二零零七年五月于求是园

84

单相光伏并网发电系统中DC/DC变换器的设计与优化
作者: 学位授予单位: 孙良伟 浙江大学电气工程学院

相似文献(1条) 1.学位论文 贺琳 基于DSP的光伏发电系统并网技术的仿真研究 2009
传统的燃料能源正在一天天减少,对环境造成的危害日益突出,同时全球还有20亿人得不到正常的能源供应。这个时候,全世界都把目光投向了可再生 能源,希望可再生能源能够改变人类的能源结构,维持长远的可持续发展,太阳直接辐射到地球的能量丰富,分布广泛,可以再生,不污染环境,是国际社 会公认的理想替代能源。光伏发电结合其自身的优点和特点,日益得到各国的重视。光伏并网发电是光伏发电的一个重要研究方向,光伏并网逆变器是光伏 并网发电系统的核心部件。本文主要内容如下: 本文概述了光伏发电技术的背景和意义、存在的问题与前景,光伏并网发电技术的现状和发展,并简单介绍了光伏发电并网系统的结构和分类,对光伏 并网发电有一个全面的认识。 论述了光伏电池的工作原理、伏安特性和输出功率等,为实际应用提供了理论基础。 由于光伏阵列是一种非线性的电源,因此最大功率点跟踪控制(MPPT)是光伏并网系统经常遇到的问题,本论文在分析和比较了各种常用MPPT控制方法 的基础上,提出采用最优梯度法来跟踪最大功率点,使得分析结果满意,算法简单。 光伏并网系统由光伏阵列、变换器和控制器组成,文中采用两级式逆变拓扑结构,重点设计了直流-直流变换器、直流-交流逆变器、基于DSP的控制电 路以及系统保护电路,分析了电路的工作原理,对主控单元的硬件和软件部分做了详细分析,并根据要求确定了合适的参数和电子器件,在 MATLAB/SIMULINK工作软件中建立一台直流138V至交流220V的逆变器,对其仿真来验证设计的可靠性和可行性。 本文通过比较分析,得出并网逆变器采用电流控制模式更为合理的理论。并用MATLAB/SIMULINK建立了以数字控制策略为基础的电流跟踪的模型,确定 合适的参数,进行仿真,对本文采用的控制策略进行了实验验证。

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